WWW.DISS.SELUK.RU

БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА
(Авторефераты, диссертации, методички, учебные программы, монографии)

 

Pages:   || 2 |

«Г.И.ИЛЬИН, Л.А.ТРОФИМОВ, М.А.ЦАРЕВА ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ СВЧ Учебное пособие для курсового и дипломного проектирования Часть 1 Рекомендовано Учебно-методическим центром ...»

-- [ Страница 1 ] --

Министерство образования и науки Российской Федерации

Федеральное агентство по образованию

КАЗАНСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ

УНИВЕРСИТЕТ им. А.Н.ТУПОЛЕВА

Г.И.ИЛЬИН, Л.А.ТРОФИМОВ, М.А.ЦАРЕВА

ПРОЕКТИРОВАНИЕ

РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ СВЧ

Учебное пособие для курсового

и дипломного проектирования Часть 1 Рекомендовано Учебно-методическим центром КГТУ им.А.Н.Туполева 2010 УДК 621.396 Ильин Г.И., Трофимов Л.А., Царева М.А. Проектирование радиоприемных устройств СВЧ: Учебное пособие для курсового и дипломного проектирования. Казань: Изд. Казан. гос. техн. ун., 2010. 240с.

Излагаются основы и методы проектирования супергетеродинных радиоприемных устройств СВЧ различного назначения, различных видов сигналов.

Даются методы эскизного проектирования и расчета входных цепей, усилителей радио- и промежуточной частоты, преобразователей частоты.

Рассматриваются приемники, использующие как транзисторы в дискретном исполнении, так и интегральные микросхемы. Излагаемые методы иллюстрируются примерами проектирования и расчета радиоприемных устройств.

Книга является учебным пособием по курсу «Устройства приема и обработки сигналов» и предназначена для студентов очной и заочной форм обучения радиотехнических специальностей как пособие по курсовому и дипломному проектированию радиоприемников.

Табл.: 38 Ил.: 127 Библиогр.: 33 назв.

Рецензенты: д.т.н., профессор О.Г.Морозов (ГОУВПО «Поволжский государственный университет телекоммуникаций и информатики»(Казанский филиал)) К.т.н., профессор М.Ю.Застела (РТС ИРЭТ КГТУ им.А.Н.Туполева) © Изд-во Казан. гос. техн. ун-та, 2010.

© Ильин Г.И., Трофимов Л.А., Царева М.А., 2010.

Введение Современные радиопримные устройства (РПрУ) представляют собой сложную систему, состоящую из большого числа взаимосвязанных узлов:

приемной антенны, радиоприемника, оконечного устройства. В данном учебном пособие рассматривается проектирование только радиоприемников.

Параметры и типы антенн и оконечных устройств учитываются с точки зрения необходимости для проектирования радиоприемников.





Помимо традиционных задач усиления, фильтрации, преобразования и детектирования сигнала в РПрУ производится обработка, поиск и обнаружение сигнала, синхронизация по несущей частоте, адаптация и т.д.

По принципу построения блок-схемы РПрУ различают на приемники прямого усиления (без регенерации и с регенерацией) и супергетеродинные приемники с однократным, двукратным и многократным преобразованием частоты. Данное учебное пособие посвящено проектированию супергетеродинных приемников, так как они обладают существенными преимуществами перед приемниками других типов и широко применяются во всех диапазонах частот.

По характеру модуляции принимаемых сигналов различают РПрУ непрерывных сигналов, модулированных по амплитуде (АМ), частоте (ЧМ), фазе (ФМ) и сигналов с различными видами импульсной модуляции (АИМ, ШИМ, ВИМ, КИМ и др.) В учебном пособие рассматривается проектирование приемников разных видов сигналов.

По назначению различают приемники связные, радиовещательные, телевизионные, радиолокационные, радионавигационные и др.

Спектр радиочастот (от 3КГц до 3000ГГц) делится на диапазоны, в настоящем учебном пособие будут рассматриваться вопросы проектирования приемников, работающих в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн принимаемых сигналов (300МГц-30ГГц).

В качестве активных элементов каскадов приемников используют полупроводниковые приборы (транзисторы и диоды). Разнородность и быстрое “старение” элементной базы усложняют разработку и проектирование РПрУ. Наряду с аналоговыми способами обработки сигнала в РПрУ в последнее время широко применяется цифровая обработка. Успехи микроэлектроники позволяют часть узлов РПрУ выполнить в виде малых и больших микросхем (БИС). Появившиеся в последние годы акустоэлектронные устройства формирования и обработки сигнала также внесли существенный вклад в расширение функциональных возможностей примника.

Проектирование РПрУ выполняется согласно техническому заданию и ведтся по принципу от сложного к простому, от более общего представления к детализации.

несколько этапов:

Анализ исходных данных – технического задания (ТЗ) на разработку примника.

Выбор способа обработки сигнала и разработка структурной схемы РПрУ.

Проектирование функциональной схемы РПрУ.

Разработка (расчт) принципиальной электрической схемы РПрУ.

Расчт наджности, разработка инструкций по настройке и испытанию РПрУ.

Разработка конструкций узлов и блока в целом с технической документацией на изготовление.

Изготовление, настройка и испытание макета РПрУ.

В настоящем пособии проектирование РПрУ ограничено разработкой принципиальной электрической схемы примника.

Исходные данные (ТЗ) на проектирование РПрУ формируются в процессе разработки системы, в которую входит примник и, как правило, состоят из следующих основных требований:

Общие требования: назначение и место установки приемника, узлы, входящие в состав РПрУ (антенна, радиоприемник, оконечное устройство) и не входящие в комплект приемника, но с которыми он должен работать, условия работы, габариты;

Диапазон частот: количество принимаемых частот связи n в диапазоне перестройки примника f 0 МИН f 0 МАКС ;





Чувствительность P : характеризует способность приемника принимать слабые сигналы, оценивается минимальным уровнем ЭДС (номинальной мощности) сигнала в антенне (или ее эквиваленте), при котором обеспечивается заданное отношение мощности сигнала к мощности шума на выходе приемника. Если чувствительность ограничивается только внутренними шумами приемника (внешние шумы не учитываются), то ее коэффициентом шума, шумовой температурой. В диапазоне дециметровых и более коротких волн чувствительность приемника оценивается в единицах мощности сигнала (10-9-10-19Вт). Иногда чувствительность определяют в децибелах (дБ);

выделять полезный сигнал и подавлять помеху, оценивается по резонансной характеристике приемника. В радиоприемнике обеспечиваются избирательность по соседнему каналу SСК (50-80дБ) и избирательности по зеркальному каналу SЗК ;

Динамический диапазон D: отношение максимального уровня ЭДС (номинальной мощности) сигнала к минимальному уровню на входе ( DВХ ) и выходе ( DВЫХ ) приемника, выраженное в децибелах. Динамический диапазон ограничивается нелинейными искажениями, возникающими за счет перегрузки последних каскадов приемника при приеме сильных сигналов.

Современные приемники обладают динамическим диапазоном 80-100дБ - на входе и 4-10дБ - на выходе;

Качество воспроизведения сигналов: определяется степенью искажений (частотных, фазовых, нелинейных) принимаемого сигнала.

Искажения импульсных сигналов оцениваются длительностями переднего и заднего фронтов, неравномерностью вершины;

Характеристики входного сигнала (вид, коэффициент, частота модуляции и т.д.);

Требований к выходному сигналу РПрУ (мощность и форма выходного напряжения): определяется целевым назначением и типом оконечного устройства;

В результате анализа исходных данных выявляются основные и вспомогательные функции, выполняемые примником, на основании чего составляется структурная и функциональная схемы примника.

1. Составление структурной и функциональной схем линейного 1.1. Структурные схемы супергетеродинного приемника Составление структурной схемы примника – наиболее сложный творческий процесс проектирования. Существует два метода решения этой задачи – эвристический и математический.

При первом методе модель структурной схемы синтезируется эвристически на основе накопленного опыта, литературы или интуитивных соображений. Моделей (вариантов) структурной схемы может быть несколько. Необходимо выделить оптимальную (лучшую).

Недостатком такого метода является необходимость оптимизации нескольких моделей, при этом отсутствует гарантия того, что среди предложенных моделей присутствует наилучшая. Тем не менее, этот метод наиболее доступен и применим к системам любой сложности.

При математическом синтезе структурной схемы примника разработчик в результате математических выкладок получает соотношения, определяющие поведения примника при заданной модели сигнала и помех.

После этого переходят к построению реальной модели примника (структурной схемы). Математический синтез принципиально позволяет найти лучшую из возможных систем и сокращает время проектирования, но лишь при существенном упрощении модели. Поэтому этот метод синтеза применим для относительно простых систем.

Ниже рассматривается только первый эвристический метод синтеза структурной схемы примника.

В РПУ 1-го и 2-го поколений (выполненных на лампах и транзисторах) использовался в основном традиционный аналоговый метод обработки сигнала. В радиопримниках 3-го и 4-го и последующих поколений часто применяется цифровая обработка сигнала, а также широко употребляются различные изделия акустоэлектроники.

Выбор способа обработки сигнала, типа элементной базы влияет на структурную схему РПрУ и производится на начальных этапах проектирования.

Аналоговый способ обработки сигналов в примнике хорошо разработан теоретически, имеет исторические традиции, практически не имеет частотного предела. Метод особенно удобен при несложных алгоритмах обработки сигнала.

Особенностью цифровой обработки сигнала являются:

- дискретизация сигнала во времени;

- квантование значений;

- преобразование дискретных выборок в числа (цифровой код).

Далее все операции обработки производятся над полученными в результате преобразования числами.

При цифровой обработке сигнала реализуется высокая точность вычислений, высокая стабильность характеристик за счт отсутствия свойственных аналоговым цепям параметрических уходов, возможность запоминания. Цифровая аппаратура не требует настройки, элементная база более однородна. Цифровые интегральные схемы обладают высокой наджностью и имеют высокий уровень интеграции.

Однако цифровым узлам присущи и недостатки:

- небольшое быстродействие;

- аппаратурная сложность и большее потребление.

Из сказанного следует, что цифровую обработку следует применять при сложных алгоритмах работы примника, необходимости адаптации, запоминания сигнала и высокой точности оценки параметров сигнала.

В настоящем учебном пособии рассматриваются только аналоговые способы прима и обработки сигналов.

После выбора способа обработки сигнала составляют упрощенную фиксированными параметрами.

супергетеродинная схема примника, позволяющая осуществлять основное усиление и фильтрацию на низкой промежуточной частоте. Для реализации переменной настройки в супергетеродине достаточно изменять только частоту гетеродина (при широкополосном УРЧ) или частоты гетеродина и настройки УРЧ.

направлением преобразований радиочастоты, наличием или отсутствием УРЧ.

При выборе схемы супергетеродина следует руководствоваться следующими соображениями.

Все супергетеродинные приемники состоят из трех основных частей:

линейного тракта, демодулятора, устройств регулировок.

В случае переноса спектра сигнала ниже входной частоты (разностное преобразование) (рис.1.1) можно обойтись одним преобразованием частоты, что упрощает схему РПУ.

Рис.1.1. Структурная схема супергетеродинного приемника с одинарным преобразованием частоты:

ВЦ - входная цепь; УРЧ – усилитель радиочастоты; См – смеситель; Г – гетеродин; УПЧ – усилитель АПЧ - автоматическая подстройка частоты; АРУ – автоматическое регулирование усиления.

В этом случае легко также осуществить хорошую избирательность по соседнему каналу, использую традиционные средства селекции в тракте промежуточной частоты.

Однако из-за малой промежуточной частоты частота зеркального канала оказывается близко расположенной к частоте входного сигнала fC и е хорошее подавление реализовать в такой структуре трудно.

Поэтому в примниках СВЧ, построенных по этой схеме, для лучшего подавления частоты зеркального канала обычно применяется несколько (чаще два) преобразований вниз частоты входного сигнала (рис.1.2).

Рис.1.2. Структурная схема супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты:

См1, См2 – смесители; Г1, Г2 – гетеродины; УПЧ1, УПЧ2 – усилители промежуточной частоты;

Двойное преобразование частоты применяется как способ разрешения противоречия между требованиями подавления помехи по зеркальному каналу и высокой избирательности по соседнему каналу.

Первое условие предполагает выбор возможно более высокой первой промежуточной частоты.

уменьшается число фокусов, побочных каналов.

Однако высокая промежуточная частота может усложнить реализацию большого коэффициента усиления усилителя промежуточной частоты (УПЧ).

преобразований частоты вниз.

При многократном преобразовании частоты улучшается подавление частоты зеркального канала, однако возрастает число других побочных каналов прима. Поэтому на входе каждого нового преобразователя частоты должен стоять фильтр, обеспечивающий подавление образующихся в преобразователях частоты зеркальных каналов.

Усилитель радиочастоты (УРЧ) на входе примника не применяется, когда к чувствительности примника и избирательности по зеркальному каналу не предъявляются высокие требования, а также когда реализовать УРЧ из-за высокой частоты радиосигнала технически сложно.

Составление функциональной схемы РПрУ основывается на ТЗ, выбранной структурной схеме и элементной базе.

Под элементной базой примника понимают совокупность активных и пассивных элементов радиотехнических цепей, позволяющих реализовать РПрУ.

При выборе элементной базы следует учитывать:

- выбранную структурную схему примника;

- современный уровень развития радиоэлектроники.

При этом следует стремиться к ограничению е номенклатуры, так как это снижает стоимость РПрУ.

При составлении функциональной схемы РПУ уточняют элементы структурной схемы, раскрывают функциональные связи внутри них и между ними.

1.2. Расчт полосы пропускания линейного тракта примника При выборе схемы линейного тракта следует учитывать необходимую полосу пропускания, которая существенно влияет на показатели всех каскадов и элементов приемника.

Под полосой пропускания линейного тракта примника понимается область частот его амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) от входа до детектора, в пределах которой сохраняется его работоспособность, т.е.

обеспечиваются все его основные характеристики, а искажения сигнала находятся в допустимых пределах. Полоса пропускания определяется наиболее узкополосным частотным фильтром тракта.

При проектировании радиопримника, предназначенного для работы в широком диапазоне частот F, общий диапазон рабочих частот разбивается на поддиапазоны с относительно малыми частотными интервалами в каждом поддиапазоне. Если в пределах поддиапазона средняя частота сигнала не изменяется, полоса частот поддиапазона при равномерной разбивке общей полосы F на n поддиапазонов равна:

Если частоты в пределах поддиапазонов плавно изменяются и f 0 ; f1 ;

f 2 … f n - граничные частоты поддиапазонов, то находят коэффициент перекрытия поддиапазонов knд :

Полоса пропускания линейного тракта примника П должна быть не соотношением:

где П С - ширина спектра радиочастот принимаемого сигнала;

П H С - полоса частот, связанная с нестабильностями и неточностями настроек приемника;

f Д - доплеровское смещение частоты сигнала.

Ширина спектра сигнала П С зависит от передаваемой информации и вида модуляции сигнала.

Для непрерывных радиосигналов:

При амплитудной манипуляции (телеграфный сигнал):

где В – скорость телеграфирования, Бод.

При амплитудной модуляции (телефонный сигнал, речь):

где FМАКС (2 3) кГц - максимальная частота спектр модулирующего сигнала При однополосной амплитудной модуляции:

Здесь следует различать два частных случая:

Для импульсных радиосигналов:

где – длительность импульса.

Запас полосы пропускания, требующийся для учта нестабильности частот в радиотракте и неточностей настроек примника П Н С определяется по формуле:

где fС - нестабильность частоты сигнала (передатчика) (задатся в ТЗ);

f Г - нестабильность частоты гетеродина (определяется по данным таблицы 1.1 после выбора типа гетеродина).

и термостабилизацией f Н - нестабильность частоты, связанная с неточностью начальной установки частоты гетеродина при настройке где f Г - частота гетеродина;

f П - нестабильность частоты, связанная с неточностью начальной настройки и долговременной нестабильностью частоты фильтров в тракте УПЧ.

где f П - промежуточная частота.

Для проведения предварительного расчета можно воспользоваться оценочным значением промежуточной частоты:

Промежуточная частота должна быть намного выше низких значений частот информации для того, чтобы не внести дополнительных искажений в информационный сигнал. Кроме того, промежуточная частота должна лежать вне диапазона принимаемых частот.

Полученное номинальное значение промежуточной частоты можно округлить до ближайшего значения промежуточной частоты из стандартного ряда: (30, 60, 90, 120)МГц.

Вычисление значение частоты гетеродина можно осуществить по формуле:

Выбор по формуле «+» или «-» - один из принципиальных вопросов частотного распределения в проектируемом радиоприемнике. При «+» – частоты гетеродина и зеркального канала выше частоты сигнала, при «-» – ниже. На практике наиболее часто используется второй случай.

Полученные значения промежуточной частоты и частоты гетеродина являются оценочными, дальнейшее их использование не рекомендуется.

Точные значения перечисленных частот определяются при обеспечении избирательности по зеркальному каналу, именно они используются при техническом расчете принципиальной схемы радиоприемника.

Доплеровское смещение частоты сигналов f Д, принимаемых от передатчика, который перемещается относительно приемника с радиальной скоростью р определяется:

где с 3 10 8 м/с – скорость распространения радиоволн;

Для сигналов, которые ретранслируются объектом, перемещающимися относительно приемопередатчика РЛС:

Полоса пропускания супергетеродинного примника П определяется фильтрами УПЧ.

пропускания примника может оказаться недопустимо большой. При проектировании примников с высокой чувствительностью необходимо стремиться к минимальной полосе пропускания. В этом случае можно ужесточить требования к нестабильностям в тракте (таблица 1.1, формулы (1.13),(1.14)) или применить автоподстройку частоты (АПЧ).

В случае применения частотной АПЧ полоса пропускания примника вычисляется по формуле:

где К АПЧ 15 25 - коэффициент частотной автоподстройки.

Необходимо помнить, что применение АПЧ усложняет схему примника и возможна только при фиксированных частотах сигнала.

Определив необходимую полосу пропускания линейного тракта, необходимо перейти к выбору первых каскадов приемника, обеспечивающих требуемую чувствительность.

задается в виде номинальной мощности сигнала РЧ, отдаваемой антенной согласованному с ней приемнику, при которой отношение сигнал/шум на выходе приемника равно ВЫХ и находится по формуле:

где - минимально допустимое соотношение сигнал/шум на выходе линейной части примника (на входе детектора) (задается в ТЗ);

d 2 - коэффициент, характеризирующий уменьшение соотношения сигнал/шум на выходе приемника;

Ш - коэффициент шума примника;

TA - шумовая температура антенны, которая характеризует интенсивность воздействия на антенну (определяется по рис. 1.3);

Рис.1.3. Зависимость шумовой температуры приемной антенны от частоты.

Иногда чувствительность примника СВЧ выражают в единицах дБ/Вт, которая определяется по формуле:

Коэффициент d 2 зависит от вида модуляции сигнала:

При приме сигналов с амплитудной модуляцией (АМ) [4]:

где ma - коэффициент амплитудной модуляции (задается в ТЗ).

При приме сигналов с частотной модуляцией (ЧМ) [4]:

FМАКС - максимальная частота спектр модулирующего сигнала.

При приме импульсных радиосигналов [2]:

Обеспечение чувствительности сводится к расчту допустимого рассчитанной по формуле (1.3) полосе пропускания примника П при соблюдении условия:

где Ш 0 - реальный коэффициент шума примника.

Из формулы (1.20) получаем:

(1.26) приступают к синтезу реального коэффициента шума примника Ш0:

K PВЦ K PВЦ K PУРЧ K PВЦ K PУРЧ K PПЧ

где ШВЦ, ШУРЧ, ШПЧ, ШУПЧ - коэффициенты шума входной цепи, УРЧ, преобразователя частоты и УПЧ соответственно;

КРВЦ, КРУРЧ, КРПЧ - коэффициенты передачи по мощности входной цепи, УРЧ, преобразователя частоты;

LФ=10-0,1фlф – коэффициент передачи мощности антенного фидера;

ф – погонное затухание (определяется по данным таблицы 1.2);

При эскизном (предварительном) проектировании функциональной схемы примника параметры Ш и КР определяют эвристически, т.е. на основании выбранной структурной схемы, выбранной элементной базы, существующих рекомендаций и опыта разработчика.

Параметры некоторых каскадов ориентировочно могут быть найдены из таблицы 1.3.

После определения коэффициента шума приемника Ш0 по формуле (1.27), проверяется неравенство (1.25).

Если по результатам расчета получено Ш Д Ш0, принимают меры по уменьшению коэффициента шума приемника в качестве которых можно использовать следующее:

- применить второй каскад УРЧ;

- использовать на входе малошумящие каскады т.е. уменьшить потери во входной цепи или использовать малошумящий УРЧ.

Если по результатам расчета по формуле (1.27) получено, что Ш0, можно упростить схему приемника, исключив из нее УРЧ.

неравенство (1.25).

- несимметричных МПЛ с Усилитель (радио) высокой частоты:

- на б/п транзисторах СВЧ Усилительный каскад с ФСС Необходимо помнить, что выбранные величины K Pi и Ш i являются исходными данными для последующего электрического расчета каскадов приемника. Если в результате электрического расчета каскадов обнаружится коэффициент шума приемника Ш 0 уточняется до соблюдения неравенства чувствительность приемника будет не хуже заданной.

На основании проведенного расчета обеспечения чувствительности количества каскадов УРЧ, типа всех активных элементов, коэффициентов передачи по мощности отдельных блоков структурной схемы и т.д.

1.4. Обеспечение избирательности приемника Техническим заданием устанавливаются требования к ослаблению мешающих сигналов (помех). В супергетеродинных приемниках помехами являются соседний и побочные каналы приема (ослабление SСК и S ПБК ).

приемника считаются зеркальный канал на частоте побочный канал на промежуточной частоте f П и побочный канал, удаленный от сигнала на половину промежуточной частоты В супергетеродинном приемнике каналы побочного приема должны быть отфильтрованы в преселекторе (входная цепь и УРЧ), соседний канал фильтруется в УПЧ.

Величина ослабления мешающих сигналов определяется количеством контуров (резонаторов) фильтра, их добротностью, видом АЧХ фильтра, величиной промежуточной частоты f П.

Обеспечение заданной избирательности супергетеродинного приемника целесообразно начинать с расчета избирательности по побочным каналам приема.

Для этого необходимо определить место и количество фильтров СВЧ в преселекторе приемника и уточнить структурную схему преселектора.

В случае отсутствия УРЧ избирательность S ПБК будет обеспечиваться только фильтрами входной цепи (рис. 1.4).

При наличии УРЧ избирательность по побочным каналам может быть обеспечена двумя схемами преселектора. В схеме преселектора (рис.1.5) использована избирательная входная цепь и широкополосный УРЧ разделена между входной цепью и фильтром УРЧ.

Количество звеньев фильтра входной цепи (рис.1.6) будет меньше чем в схеме (рис.1.5), поэтому потери и коэффициент шума ее меньше.

После выбора схемы преселектора можно приступать к расчету класса фильтров СВЧ (количества резонаторов) и выбору промежуточной частоты, если она не задана в задании.

приемника руководствуются следующими соображениями:

избирательность по соседнему каналу SCK и получить устойчивое усиление на один каскад УПЧ;

- чем выше промежуточная частота, тем лучше избирательность по побочным каналам приема, в частности, по зеркальному каналу SЗК.

Итак, требования к выбору промежуточной частоты противоречивы.

При умеренных требованиях к избирательностям по соседнему SCK и зеркальному каналам приема для профессиональных приемников СВЧ промежуточную частоту целесообразно выбирать в диапазоне от 20 МГц до 100 МГц, т.е (транзисторами и микросхемами), а разработка и изготовление фильтров с высокой изобретательностью не представляет особых затруднений.

Необходимо помнить, что промежуточная частота, выбранная близко к нижней границе диапазона (1.30) упростит схему фильтра промежуточной частоты (ФСИ), а промежуточная частота, выбранная у верхней границы (1.30) уменьшит количество звеньев фильтра СВЧ на входе примника.

При высоких требованиях по избирательности SCK и SЗК необходимо применение двух промежуточных частот (двойное преобразование частоты).

После выбора промежуточной частоты f П необходимо определить тип полинома, аппроксимирующий АЧХ фильтров СВЧ преселектора: Чебышева или Баттерворта.

следующими соображениями: чебышевские фильтры имеют большую крутизну характеристики затухания, чем баттервортовские, однако баттервортовские фильтры вносят меньше фазовых искажений.

Класс фильтра (количество резонаторов) определяется из графиков рис.

1.7 для баттервортовских и рис. 1.8 для чебышевских фильтров [6,7].

Рис.1.7.Аппроксимирующий полином Баттерворта.

На рис. 1.7 и рис. 1.8 обозначено:

- полоса пропускания фильтра на уровне 0,7 от максимума;

FЗ - полоса запирания фильтра при заданном ослаблении;

n - класс (порядок) фильтра, равный числу элемента в прототипе или количеству резонаторов фильтра;

L - заданное ослабление вне полосы фильтра;

L - пульсации на вершине чебышевской характеристики.

Из помех по побочным каналам наиболее опасной является помеха по зеркальному каналу приема. Поэтому будем считать, что полоса запирания фильтров преселектора определяется зеркальным каналом.

промежуточная частота f П, то зеркальный канал равен f З 2 fП.

Вследствие симметрии характеристики затухания полоса запирания фильтра равна FЗ 4 fП.

Полоса пропускания фильтров преселектора F берется в несколько раз большей полосы пропускания приемника, рассчитанной по формуле (1.3).

Класс фильтра n, равный числу элементов прототипа или количеству резонаторов фильтра, определяется из вышеприведенных графиков рис.1. или рис.1.8 по заданному ослаблению зеркального канала SЗК, дБ = L, дБ.

В результате оказывается выясненным, что для подавления зеркального канала, равного L, фильтр преселектора должен состоять из n звеньев (резонаторов).

Если преселектор приемника состоит из входной цепи и УРЧ целесообразно заданную избирательность по зеркальному каналу поделить поровну между входной цепью и УРЧ.

обеспечить при достаточной устойчивости каскадов (возможно меньшем их числе), используя экономические электронные приборы.

Если чувствительность приемника задана в виде мощности сигналов в антенне РЧ, то коэффициент усиления линейного тракта может быть найден по формуле где U вых - амплитуда на выходе УПЧ (на входе детектора);

P - чувствительность приемника;

Ra - сопротивление антенного тракта на входе примника.

При выборе средств обеспечения усиления начинают с определения коэффициента усиления преселектора рис. 1.9.

ВЦ УРЧ ПЧ

преселектора (вместе с преобразователем частоты) по мощности равен

K РВЦ K РУРЧ K РПЧ,

где K РВЦ - коэффициент передачи по мощности входной цепи;

K РУРЧ - коэффициент усиления по мощности УРЧ;

K РПЧ - коэффициент передачи по мощности преобразователя частоты.

Ориентировочные величины коэффициентов передачи каскадов K Pi указаны в таблице 1.3.

преселектора (на входе УПЧ) равна:

где RВХУПЧ - входное сопротивление первого каскада УПЧ;

P - чувствительность приемника.

После определения коэффициента усиления преселектора определяется коэффициент усиления по напряжению УПЧ, считая U вПЧ УПЧ где U вУПЧ - выходное напряжение УПЧ (линейной части приемника);

U Д - напряжение сигнала на входе детектора ( U вУПЧ U Д );

k З - коэффициент запаса, равный 23.

Для работы детектора в линейном режиме обычно берут напряжения на входе детектора U Д 1 В.

Для расчета УПЧ необходимо выбрать схему его построения, то есть, конкретизировать распределение усиления и избирательности внутри схемы.

УПЧ разделяются на два основных типа: УПЧ с распределительной избирательностью (УПЧ с ФРС) и УПЧ с фильтрами сосредоточенной избирательности (УПЧ с ФСС).

Характерной особенностью усилителей первого типа является то, что колебательные системы, обеспечивающие требуемую избирательность, одновременно определяют и усиление каскада, поскольку являются нагрузками его активных элементов.

Поэтому изменение избирательности вызывает изменение усиления и наоборот. Это обстоятельство не позволяет независимо изменять усиления и избирательность, что является одним из существенных недостатков данного метода конструирования. УПЧ первого типа рассмотрены в [1,4].

Построение УПЧ с ФСС имеет определенные преимущества:

а) функции усиления и избирательности в нем разделены;

б) уменьшается влияние нестабильностей параметров активных элементов на избирательность;

построение узла и контроль за усилением и избирательностью.

Рассмотрим структурное построение УПЧ второго типа.

С точки зрения уменьшения перекрестных и интермодуляционных помех целесообразно размещать ФСС ближе к началу УПЧ. Рекомендуется ФСС ставить в начале УПЧ, если смеситель транзисторный (нагрузка транзисторного смесителя), и размещать ФСС после первого усилительного элемента, если смеситель диодный (нагрузка усилителя).

Коэффициент усиления УПЧ записывается в виде:

где К ФСC - коэффициент усиления каскада с ФСС;

К0 обеспечивающего основное усиление сигнала;

КОК - коэффициент усиления оконечного слабоизбирательного каскада.

Коэффициент усиления каскада с ФСС обычно небольшой из-за потерь в ФСС и для предварительного расчта может быть выбран из таблицы 1.3.

Оконечный каскад УПЧ слабоизбирательный широкополосный и не должен влиять на характеристику ФСИ. Каскад находится перед детектором и работает с большими уровнями сигналов, поэтому имеет небольшой коэффициент усиления К ОК 2 5.

Коэффициент усиления широкополосного каскада на транзисторе или микросхеме К0 предварительно можно взять из таблицы 1.3.

Функциональная схема УПЧ с ФСС окончательно определится после нахождения количества n широкополосных каскадов.

усилительного тракта рассматривается необходимость применения автоматической регулировки усиления (АРУ).

Если в ТЗ не содержится специальных требований к амплитудной характеристики примника, то следует учитывать, что неискажнный прим сигналов (линейность амплитудной характеристики) возможен в диапазоне 20 30 дБ. Поэтому, если в ТЗ задан большой динамический диапазон входных сигналов, следует применить АРУ.

Если в ТЗ имеются специальные требования к амплитудной необходимо в УПЧ предусмотреть е формирование.

1.6. Составление функциональной схемы примника При составлении окончательной функциональной схемы примника учитываются все детали технического задания и выбирается оптимальная построения функциональной схемы примника рассмотрены ниже.

супергетеродинного примника, работающего в большом динамическом диапазоне входных сигналов.

Рис.1.11. Функциональная схема одночастотного супергетеродинного приемники, работающего в Если проектируется схема импульсного примника, то на выходе УПЧ должен стоять видеодетектор, видеоусилитель и пороговое устройство (триггер или компаратор) для обеспечения цифрового выхода примника.

При проектировании функциональной схемы примника, работающего называемого многоканального примника с частотным уплотнением (п.1.2), необходимо оптимально распределить полосу пропускания и коэффициент усиления по тракту. При этом, как правило, имеют место несколько вариантов схем. Предпочтение отдается той схеме, в которой выполнение ТЗ достигается наиболее просто, с наименьшим количеством каскадов.

Например, если количество n рабочих частот велико (диапазон частот F достаточно велик) и каждая из рабочих частот поддиапазона f ПД фиксирована целесообразно усилительный тракт примника разбить на две части: широкополосную и узкополосную. При этом очевидно, уменьшится число каскадов и сократится количество элементов примника, так как, часть усиления будет проходить в общем широкополосном тракте.

Разделение широкополосных и узкополосных каналов целесообразно провести в УПЧ. На рис.1.12 приведена функциональная схема многоканального примника с частотным разделением сигналов.

В примнике импульсных сигналов на выходе каждого канала должен быть предусмотрен видеодетектор, видеоусилитель и пороговое устройство для цифрового выхода.

В том случае, если в ТЗ на радиопримник заданы высокие требования по подавлению зеркального канала SЗК и проработка варианта построения примника с одним преобразованием частоты показала, что фильтры примника получаются слишком сложными или вообще не реализуемыми, необходимо выбрать схему с двойным преобразованием частоты (рис.1.2).

Рис.1.12.Функциональная схема многоканального примника с частотным разделением сигналов.

1.7. Особенности построения функциональной схемы примника с удовлетворить противоречивым требованиям ослабления влияния побочных комбинационных каналов прима и высокой избирательности по соседним каналам.

двойным преобразованием частоты: 1) с фиксированной настройкой; 2) с перестройкой частоты 1-го гетеродина (и, если необходимо, контуров входной цепи и УРЧ), и фиксированными значениями первой и второй промежуточных частот и частоты 2-го гетеродина; 3) с перестройкой частоты 2-го гетеродина, УПЧ1 *и, если необходимо, контуров входной цепи и УРЧ).

Рассмотрим супергетеродинный примник с двойным преобразованием частоты фиксированной настройкой и с понижением промежуточной частоты (рис.1.2).

Для получения высокой избирательности по побочным каналам прима, в частности по зеркальному каналу, необходимо выбирать первую промежуточную частоту f П1 возможно боле высокой, но такой, чтобы усилители и фильтры тракта первого УПЧ1 были легко реализуемыми. Для примников СВЧ можно выбирать первую промежуточную частоту из следующего условия [4]:

Выбор второй промежуточной частоты f П 2 диктуется возможностями изготовителя высокоизбирательного фильтра ФСС для получения заданной избирательности по соседнему каналу SСК. Поэтому для выбора f П 2 можно пользоваться неравенством:

Полосу пропускания линейного тракта примника аналогично п.1. можно определить по формуле (1.3), но запас полосы на нестабильности частот в тракте определяется по формуле [1]:

где fC - нестабильность частоты сигнала, f Г1 и f Г 2 - нестабильность частот 1-го и 2-го гетеродинов;

Для уменьшения влияния гетеродинов на полосу нестабильности ПНС можно использовать общий задающий генератор для создания гетеродинных напряжений.

Если при этом выбрать верхнюю настройку гетеродина для первого и компенсируются и полосу нестабильности можно сузить и брать равной:

где n1 и n2 - номера гармоник частоты задающего генератора, используемых для получения напряжений первого и второго гетеродина;

f Г 0 - нестабильность частоты задающего генератора.

В таких примниках можно стабилизировать оба гетеродинных напряжения одним кварцевым резонатором.

Необходимо учитывать, что у примника с двойным преобразованием частоты два зеркальных канала.

Если первая промежуточная частота f П1 равна:

А вторая промежуточная частота f П 2 равна:

То первый зеркальный канал прима образуется на частоте:

а второй зеркальный канал прима будет на частоте:

промежуточной частоты f П 2 находят из условия получения требуемого ослабления соседнего канала.

Избирательность первого УПЧ должна быть такой, чтобы обеспечить ослабление f ЗК 2 при выбранной f П Полосу пропускания первого УПЧ выбирают из условия, чтобы она не влияла на полосу пропускания линейного тракта, то есть Полосу пропускания второго УПЧ определяют по формуле (1.3).

После составления схемы линейного тракта приемника следует перейти к выбору остальных элементов схемы, специфических для приемников различных типов.

Высокочастотные узлы приемника СВЧ, стоящие на его входе, называют узлами СВЧ. К узлам СВЧ можно отнести входную цепь, усилитель высокой (радио) частоты, преобразователь частоты и гетеродин.

Перечисленные узлы СВЧ часто выполняют в единой конструкции и называют высокочастотной головкой (ВЧГ) приемника СВЧ. ВЧГ может быть выполнена как в виде объемной конструкции, так и в интегральном исполнении. ВЧГ, выполненную с применением интегральной технологии и дискретных объемных элементов называют гибридной интегральной схемой (ГИС) СВЧ.

2.1. Выбор конструктивного построения фильтра, определение класса Входные цепи приемников СВЧ применяются для согласования с антенно-фидерным трактом (АФТ) и предварительной фильтрации помех. В супергетеродинных приемниках входная цепь вместе с фильтрами УРЧ служит для подавления побочных (зеркального) каналов приема.

В качестве входных цепей приемников СВЧ используются фильтры на микрополосковых линий (МПЛ), ЖИГ-резонаторы и др.

Конкретная реализация входной цепи зависит от частоты настройки приемника, требования к избирательности, к весу, габаритам, условия эксплуатации и т.д.

В настоящем пособии рассмотрено проектирование фильтров СВЧ, состоящих из коаксиальных или микрополосковых резонаторов [6,7].

В нижней части СВЧ диапазона широкое распространение нашли фильтры на коаксиальных резонаторах.

В малогабаритных приемниках СВЧ диапазона в качестве входных цепей широко применяются фильтры на отрезках МПЛ, имеющие ряд достоинств. Они имеют малые габариты и массу, дешевы при изготовлении, технологичны и удобны для массового производства методами интегральной функциональные модули в микрополосковом исполнении. Широкое применение фильтры на отрезках МПЛ нашли в гибридных интегральных схемах (ГИС) СВЧ диапазона.

Проектирование фильтра начинается с выбора конструктивного резонатора могут служить габариты, потери, широкополосность, простота изготовления и т.д.

Фильтры на коаксиальных (стержневых) резонаторах с воздушным узкополосны и имеют большие габариты и вес.

Фильтры на полосковых и микрополосковых отрезках линий имеют большие потери, но более технологичны и широкополосны, а также малогабаритны.

В длинноволновой части СВЧ диапазона целесообразнее применять четвертьволновые резонаторы как имеющие наименьшие габариты. В верхней части диапазона до 4 ГГц можно использовать полуволновые резонаторы.

При выборе аппроксимирующего полинома для характеристики фильтра необходимо учитывать, что чебышевские фильтры имеют большую баттервортовские фильтры вносят меньше фазовых искажений.

Как показано ранее (п.1.4) класс фильтра (количество резонаторов) определяется из графиков рис.1.7 для баттервортовских и рис.1.8 для чебышевских фильтров.

После определения класса фильтра выбирают прототип рис.2.1.

Очевидно схема рис.2.1а удобна для нечетных n, а схема рис.2.1б для четных n.

Параметры прототипа определяют из таблицы 2.1 для фильтров с баттервортовской характеристикой затухания.

Из таблицы 2.2 определяют параметры прототипа с чебышевской характеристикой затухания при пульсации на вершине L 1 дБ Количество параметров g берется n+1.

Конструктивное исполнение фильтра определяется его назначением и частотой. В радиоприемных устройствах в диапазоне от 0,3ГГц до 4ГГц широко используются полосовые фильтры на отрезках микрополосковых линий.

2.2. Методика расчета ВЦ на четвертьволновых резонаторах Гребенчатый фильтр применяется в приемнике СВЧ, работающем в длинноволновой части дециметрового диапазона волн для сокращения габаритов фильтра.

Гребенчатым называют фильтр, состоящий из решетки параллельно микрополосковой линии, причем все короткозамкнутые концы расположены с одной стороны (рис.2.2).

Вид фильтра в плане показан на рис.2.2а, поперечное сечение на рис.2.2б.

Рис. 2.2. Топология (а) и поперечное сечение (б) гребенчатого фильтра.

обозначены номерами от 1 до n. Номерами 0 и n+1 обозначены элементы связи (петля связи) на входе и выходе фильтра.

Электрические свойства фильтра могут быть охарактеризованы с помощью собственных емкостей на единицу длины каждого стержня относительно земли Сi и взаимных емкостей на единицу длины Сi,i+1 между соседними стержнями i и i+1. Выражения для расчета собственных и взаимных емкостей резонаторов фильтра, полученных методом конформных отображений, приведены ниже.

относительно земли рассчитываются по формулам:

YA YA YA

YA YA YA

YA YA YA

Нормированные взаимные емкости между соседними линиями на единицу длины равны:

Сосредоточенные емкости СiS равны:

В выражениях (2.12.3) обозначено:

где - волновое сопротивление элемента связи на входе фильтра, - относительная диэлектрическая проницаемость среды фильтра, Инверторы проводимости:

75Ом);

пространстве.

Параметры элементов связи на входе и выходе:

f0 – средняя частота настройки приемника);

gi - параметры прототипа (таблицы 2.1,2.2).

Длина резонатора (полоски) находится по формуле:

После определения ширины полоски Si эффективная диэлектрическая проницаемость несимметричной микрополосковой линии уточняется по формуле [8]:

После этого длина полоски (2.7) уточняется.

Параметры некоторых материалов подложек приведены в таблице 2.3.

Прежде чем приступить к определению конструктивных размеров фильтра, необходимо выполнить рекомендации п.2.1 и произвести расчеты поперечные размеры фильтра (рис.2.2б) (для МПЛ можно взять 0,01 ).

Пользуясь рассчитанными взаимными емкостями по формуле (2.2) фильтра по графику рис.2. относительно земли, вычисленные по формуле (2.1);

- нормированные краевые емкости, определяют из графиков рис.2.3 по зазорам между стержнями.

графика рис.2.4.

Итак, для крайнего левого элемента связи 0 имеем:

Для крайнего правого элемента связи n+1 имеем:

Резонаторы в гребенчатом фильтре состоят из отрезков линий, закороченных на корпус на одном конце и нагруженных на сосредоточенные емкости СiS на другом.

Линии от i=1 до n являются резонаторами, а линии 0 и n+1 являются элементами связи (петлями связи) на входе и выходе фильтра. Связь между резонаторами осуществляется за счет краевых полей между отрезками линий.

После этих расчетов приступают к оформлению топологии и конструкции фильтра.

Рис.2.3. Зависимость нормированных взаимной и краевой емкостей Рис. 2.4.Зависимость нормированной краевой емкости от поперечного размера фильтра.

Далее перейдем к расчету потерь в полосе пропускания, которую можно рассчитать по формуле [3] где gi - параметры прототипа;

Считая резонаторы фильтра одинаковыми, можно потери рассчитать по формуле:

где d (добротность Q МПЛ определяется потерями в проводниках Величину Qc для полосковой линии с медными проводниками можно определить по формуле:

где b - поперечный размер резонатора (рис.2.2б), см;

f - частота настройки фильтра, ГГц;

- толщина полоски и волновое сопротивление соответственно.

Потери в диэлектрике оцениваются по формуле:

где tg находится из таблицы 2.3.

Потери на излучение снижают добротность резонатора, поэтому для несимметричной микрополосковой линии добротность вычисляют по формуле:

Затухание d в выражении (2.14) берут равным Пример 2.1. Требуется рассчитать гребенчатый фильтр преселектора приемника СВЧ.

Исходные данные: средняя частота настройки приемника АМ промежуточная частота 60 МГц; ослабление зеркального канала приемника Sзк 60 дБ. На входе и выходе фильтр должен быть согласован с трактом с волновым сопротивлением Z 0 50 Ом. Габариты фильтра должны быть минимальны.

1. Выберем чебышевскую аппроксимацию характеристики затухания, так как имеют место высокие требования к подавлению зеркального канала.

2. Зеркальный канал приемника расположен на частоте:

3. В соответствии с заданием полоса пропускания приемника, пропускания преселектора F в несколько раз больше т.е.: F 5 П 50 МГц Из графиков рис.1.8 находим, что для подавления зеркального канала, равного L=60дБ, фильтр преселектора должен состоять из n=4 звеньев (резонаторов) при пульсациях на вершине характеристики L 1дБ.

Если преселектор приемника состоит из входной цепи и УВЧ целесообразно заданную избирательность по зеркальному каналу поделить поровну между входной цепью и УВЧ, т.е. по 30 дБ. Тогда по тем же графикам находим, что фильтр СВЧ должен быть более чем второго класса.

Берем n=3.

5. Рассчитаем электрические характеристики фильтра при n=3.

диэлектрическую постоянную, которую определяем по формуле (2.8):

Параметры прототипа находим из таблицы 2.2.

Из выражения (2.4) получаем Из формулы (2.6) находим промежуточные параметры:

Находим нормированные емкости на единицу длины линии по формулам (2.1):

YA YA YA

YA YA YA

YA YA YA

Находим нормированные взаимные емкости между линиями по формулам (2.2):

Сосредоточенные емкости на концах линий находим по формуле (2.3):

6. Задаемся поперечным размером фильтра b=10мм и t b 0,01.

Расстояние Si,i+1 между полосками фильтра находим из графика рис.2. Ширину полосок рассчитываем по формулам 2.10 2.12:

Уточненное значение эффективной диэлектрической проницаемости по формуле (2.9) дает 5,4. Длину резонаторов находим по формуле (2.7):

Рассчитаем потери фильтра в полосе пропускания. Расчет по формуле (2.14) производим в следующем порядке. Определяем потери в проводниках:

Потери в диэлектрике находим по формуле:

Расчет потерь по формуле (2.14) дает:

8. Эскиз фильтра показан на рис. 2.6.

2.3. Фильтр на полуволновых разомкнутых параллельно связанных На рис.2.7 показана топология и поперечное сечение фильтра с полуволновыми полосковыми резонаторами, расположенными так, что смежные резонаторы параллельно связаны друг с другом на участке равном половине их длины. Полуволновые резонаторы обозначены номерами от 1 до n. Номерами 0 и n+1 обозначены элементы связи на входе и выходе фильтра.

Рис. 2.7. Топология и поперечное сечение фильтра с полуволновыми полосковыми Характеристики этих связанных резонаторов могут быть выражены через Zoe и Zoo - волновые сопротивления для четных и нечетных типов колебаний.

Величина Zoe определяется как волновое сопротивление одной из половин связанной линии (одного из двух внутренних проводников линии относительно наружных заземленных пластин), когда токи в обоих внутренних проводниках равны и имеют одно направление.

Величина Zoo является волновым сопротивлением одной из половин линии, когда токи во внутренних проводниках равны, но протекают в противоположных направлениях.

возбуждении в ней четного (а) и нечетного (б) типов колебаний.

Рис. 2.8. Конфигурация электрического поля в поперечном сечении связанной линии для определения волнового сопротивления для четного и нечетного типов колебания в полосковой линии:

YA YA YA

YA YA YA

В выражениях (2.20) параметры инверторов проводимостей Ji,i+ находятся по формулам:

где g0, g1, …, gn+1 - параметры прототипа (таблицы 2.1-2.2);

F - полоса пропускания фильтра на уровне 0,707 (3дБ);

f 0 - средняя частота настройки фильтра.

нагружающих линий на входе и выходе фильтра.

Потери фильтра в полосе пропускания рассчитывают по формуле (2.14).

Конструктивные размеры фильтра определяются после того, как определен класс фильтра, выбран прототип и рассчитаны электрические параметры по формулам (2.20) (2.21).

Пользуясь номограммами рис.2.9 и рис.2.10 и данными расчета действительные размеры Wi и Si 1.

Половина длины полоски резонатора фильтра равна:

(2.9)) 0,165 b -укорочение резонатора за счет краевой емкости.

Далее рассчитывают потери в полосе пропускания фильтра по формуле (2.14).

После этих расчетов приступают к оформлению топологии и конструкции корпуса фильтра.

Рис. 2.9. Номограмма 1. Рис. 2.10. Номограмма2.

Пример 2.2. Рассчитать фильтр на полуволновых разомкнутых параллельно связанных резонаторах преселектора приемника.

Исходные данные: средняя частота настройки приемника АМ сигнала f 0 3,2 ГГц; полоса пропускания приемника П=8МГц; промежуточная частота f П 80 МГц; избирательность по зеркальному каналу S зк 60 дБ. На входе и выходе фильтр должен быть согласован с трактом с волновым сопротивлением Z 0 50 Ом. Фильтр является частью ГИС СВЧ, поэтому габариты должны быть минимальными.

затухания фильтра с пульсацией на вершине L 1 дБ.

Зеркальный канал приема равен:

Полоса запирания фильтра должна быть равна:

Выберем полосу пропускания преселектора в несколько раз больше, чем полоса пропускания приемника Из графиков рис.1.8, считая, что L 60 дБ находим, что с запасом по ослаблению фильтр должен иметь n=5.

Если преселектор приемника состоит из входной цепи и УРЧ, целесообразно заданную избирательность по зеркальному каналу поделить поровну между входной цепью и УВЧ по 30дБ. Из графиков рис.1.8 видно, что этому условию удовлетворяют два фильтра с n=3.

Рассчитаем электрические характеристики фильтра при n=3.

Согласно заданию:

Вычисляем относительную полосу пропускания:

Из таблицы 2.2 находим параметры прототипа Рассчитываем параметры инверторов проводимостей (2.21):

Рассчитываем волновое сопротивление по формулам (2.20):

YA YA YA

YA YA YA

YA YA YA

YA YA YA

В качестве диэлектрической подложки фильтра выбираем ситалл с Определяем конструктивные параметры фильтра.

По номограммам рис.2.9-2.10 находим нормированную ширину полосок и расстояние между ними i,i Выбираем поперечный размер фильтра b=10мм, тогда Определяем длины полосок (резонаторов) по формуле (2.22):

Рассчитываем потери фильтра в полосе пропускания по формуле (2.14).

Потери в проводниках определяем по формуле:

Потери в диэлектрике определяем по формуле:

Учитывая потери на излучение, добротность резонатора Эскиз фильтра показан на рис.2.11.

Рис. 2.11.Эскиз фильтра на полуволновых разомкнутых параллельно связанных резонаторах.

3.1. Выбор активного элемента и схемы включения Последовательность проектирования широкополосных усилителей СВЧ обычно включает следующие этапы: выбор активных элементов и измерение их характеристик, выбор электрической схемы и режимов по постоянному току, расчет согласующих цепей и цепей постоянного тока, разработка топологии, конструирование и экспериментальная отработка.

В качестве активных элементов современных усилителей СВЧ для РПрУ широко применяются малошумящие биполярные транзисторы (БТ) и полевые транзисторы с затвором типа барьера Шотки (ПТШ). Транзисторы выбирают по ряду параметров, из которых основными являются:

– рабочая частота транзистора f 0 ;

– коэффициент усиления по мощности K p ;

– коэффициент шума N ш ;

– конструктивное оформление.

Рабочие характеристики СВЧ транзистора определяются как внутренней структурой транзистора, так и условиями работы: схемой включения, режимом по постоянному току, степенью согласования цепей на выходе и входе, рабочей частотой, монтажом и т.д.

В относительно низкочастотной части СВЧ диапазона (ниже 3ГГц) предпочтительнее использовать БТ. На частотах выше 4ГГц коэффициент шума ПТШ меньше, чем у БТ.

По конструктивному оформлению транзисторы СВЧ выполняются в корпусном (рис.3.1а) и бескорпусном (рис.3.1б) варианте. Бескорпусные транзисторы предназначены к использованию в гибридных интегральных схемах (ГИС).

Транзисторы в метало-керамическом корпусе с ленточными выводами (рис.3.1а) предназначены для применения в МПЛ.

Параметры некоторых БТ и ПТШ приведены в Приложении 1.

В малошумящих усилителях РПрУ наибольшее распространение находит схема усилителя с ОЭ (ОИ), так как обеспечивает наилучшие шумовые свойства и максимально устойчивое усиление.

3.2. Расчет электрических параметров СВЧ транзистора использованием бесструктурной модели транзистора в S-параметрах. В системе S-параметров транзистор представляется в виде четырехполюсника, включенного в линии передачи с волновым сопротивлением Z 0 (рис.3.2).

Линия согласования с генератором и нагрузкой т.е. Z г = Z 0 и Zн= Z 0 ;

На входе и выходе четырехполюсника имеются падающие и отраженные волны напряжения U i пад ; U i отр (i=1,2).

Связь между которыми задается S-параметрами:

S-параметры имеют ясный физический смысл:

S-параметры некоторых типов транзисторов на разных частотах даны в Приложении 1. Параметры даны в комплексном виде через модуль Sij и На практике, если S-параметры транзистора отсутствуют, их измеряют на рабочей частоте усилителя, устанавливая транзистор в измерительную линию.

графоаналитическим методом с помощью круговой диаграммы полных аналитическим методом [2,9, 11].

Рассмотрим аналитический метод расчета широкополосного усилителя.

технические характеристики, если транзистор правильно нагружен, т.е. если сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора имеют вполне определенные значения. Сопротивление реальных источников и нагрузки (линии передачи) равно 50Ом, поэтому усилитель должен включать в себя согласующие цепи, осуществляющие трансформацию сопротивлений.

В соответствии с этим структурная схема может быть представлена в виде, изображенном на рис.3.3.

Рис. 3.3. Структурная схема транзисторного усилителя СВЧ.

Здесь СЦ1 и СЦ2 – согласующие цепи на входе и выходе усилителя, согласующие импеданс на входе и выходе транзистора с генератором и нагрузкой (линиями передачи на входе и выходе), Г и Г – коэффициенты Г Н отражения на входе и на выходе.

Расчет усилителя начинается с обеспечения его устойчивости. В зависимости от значений S-параметров транзистор находится либо в области Транзистор находится в ОБУ, если выполняются условия:

где k y – инвариантный коэффициент устойчивости усилителя, Для большинства транзисторов два условия (3.2) всегда выполняются, поэтому об устойчивости транзистора можно судить по величине k y (3.3).

Если k y 1, то транзистор находится в режиме ОБУ и возможно его двухстороннее согласование с волновым сопротивлением линии передачи Z 0. Если k y 1 необходимо для согласования принять дополнительные меры, в качестве которых включить параллельно или последовательно транзистору стабилизирующий резистор Rст (рис.3.4).

Рис. 3.4. Схемы стабилизирующих цепей параллельного (а) и последовательного (б) Параллельное включение Rст применяется, если транзистор теряет устойчивость в режиме, близком к холостому ходу, а последовательное – в режиме, близком к короткому замыканию. Расчет Rст производится по следующей методике. Транзистор со стабилизирующим резистором можно рассматривать как составной активный элемент (АЭ). Задаемся желаемым коэффициентом устойчивости составного АЭ k у в пределах: k у =1.031.1 АЭ АЭ Далее рассчитываем Rст, для параллельного включения (рис. 3.4а) для последовательного включения (рис.3.4б) где k y – инвариантный коэффициент устойчивости транзистора, находящегося в ОПУ, S ij – параметры транзистора на той частоте диапазона, где k y принимает наименьшее значение.

Далее рассчитывают S-параметры четырехполюсника, состоящего из стабилизирующего резистора. Для параллельного включения Для последовательного включения:

Затем рассчитывают новые S-параметры составного АЭ, состоящего из каскадно включенных транзистора и стабилизирующего резистора:

В зависимости от требований к параметрам приемника усилитель может быть рассчитан в одном из двух режимов:

– в режиме минимального коэффициента шума;

– в режиме экстремального усиления.

Режим минимального коэффициента шума рассмотрен, например, в [9].

Рассмотрим режим экстремального усиления.

После расчета параметров усилителя по формулам 3.3-3.9 находят максимальный коэффициент усиления по мощности В (3.10) знак минус соответствует АЭ, находящемуся в ОБУ, знак плюс, находящемуся в ОПУ.

Экстремальные режимы достигаются при двустороннем комплексном согласовании на входе и на выходе АЭ:

При этом входные и выходные сопротивления АЭ находят по формулам:

где Z0 – волновое сопротивление тракта (подводящих линий).

Оптимальные коэффициенты отражения от генератора и нагрузки:

В формулах (3.14) и (3.15) С1; С2 ; В1; В2 находятся из выражений:

В выражениях (3.14) и (3.15) знак «минус» берется при В1 2 0, и знак «плюс» при В1 2 0.

После выполнения этих расчетов переходят к расчету согласующих цепей.

Согласующие цепи должны обеспечить согласование подводящих линий с волновым сопротивлением Z0 c комплексными сопротивлениями на входе Z в х и выходе Z в ых транзистора.

В качестве согласующих цепей используются отрезки несимметричной микрополосковой линии (МПЛ), показанные на рис.3.5.

Рис. 3.5. Топология отрезка несимметричной микрополосковой линии: 1 – микрополосковый Волновое (характеристическое) сопротивление МПЛ находится из выражения Применение в интегральных микросхемах СВЧ подложек с большими распределенными параметрами.

Рассмотрим согласование двух комплексных нагрузок с помощью отрезков МПЛ.

Одношлейфовое согласование комплексных сопротивлений Схема согласования с помощью одного отрезка линии является простейшей: степенями свободы здесь являются длина линии и ее волновое (характеристическое) сопротивление.

Отрезком МПЛ можно согласовать комплексное сопротивление jX Н (рис. 3.6) если взять его волновое сопротивление Z ш равным [11] Рис. 3.6. Одношлейфовое согласование комплексных сопротивлений Длина отрезка l при этом должна быть равна В этом случае отрезок МПЛ является трансформатором полных сопротивлений. Такое согласование называют одношлейфовым, а шлейф последовательным. При этом согласовании имеется ряд ограничений на формулам (3.23) и (3.24) параметры шлейфа не всегда реализуемы.

Двухшлейфовое согласование комплексных сопротивлений Двухшлейфовое согласование комплексных сопротивлений более универсально и имеет меньше ограничений. Из теории длинных линий известно [11], что для МПЛ без потерь входное сопротивлений вычисляется по формуле:

где n 0,1,2... входное сопротивление активно и равно:

может использоваться для согласования активных сопротивлений.

Называется он четвертьволновым трансформатором сопротивлений и используется в качестве последовательного шлейфа при двухшлейфовом согласовании.

Если расчет по формуле (3.27) дает труднореализуемую величину Z 20 Ом или Z0 150 Ом), применяют двухступенчатый трансформатор, Волновым сопротивлением Z01 первого отрезка задаются, а волновое сопротивление второго отрезка находят по формуле:

Из формулы (3.25) видно, что при длинах отрезков, не кратных входное сопротивление отрезка носит реактивный характер и зависит от его нагрузки ZH 0.

Зависимость входного сопротивления отрезка МПЛ от его длины и нагрузки ZH 0 показана на рис.3.7 и рис.3.8.

Рис. 3.7. Зависимость входного сопротивления короткозамкнутой на одном конце МПЛ от ее На рис.3.7 представлена зависимость входного сопротивления Zв х короткозамкнутой на одном конце МПЛ от е длины. Здесь же показан характер реактивного сопротивления в зависимости от длины отрезка. Из параллельному или последовательному контуру.

На рис.3.8 аналогичные зависимости показаны для разомкнутой на конце МПЛ.

Рис. 3.8. Зависимость входного сопротивления разомкнутой на конце МПЛ от ее длины.

Короткозамкнутый отрезок МПЛ имеет входное сопротивление, равное:

Разомкнутый отрезок МПЛ имеет входное сопротивление, равное:

Такие отрезки используются в качестве параллельных шлейфов при двухшлейфовом согласовании.

(отрицательных).

Разомкнутый параллельный шлейф применяется для согласования (компенсации) реактивностей индуктивного характера X L (положительных).

При расчетах шлейфа его волновым сопротивлением Z 0 задаются из конструктивных соображений, а длину параллельного шлейфа l находят из формул (3.29) и (3.30).

Для короткозамкнутого шлейфа Для разомкнутого шлейфа Полученная из формул (3.31) или (3.32) длина шлейфа при этом индуктивный характер для короткозамкнутого отрезка (рис.3.7) и емкостной характер для разомкнутого отрезка (рис.3.8), что и используется для компенсации соответствующих реактивностей входного и выходного сопротивлений транзистора.

слишком малой, длину шлейфа для короткозамкнутого шлейфа берут равной:

Для разомкнутого шлейфа:

генератора Z Г и нагрузки ZН пересчитывают в проводимости (рис.3.9)

ZГ RГ jX Г RГ XГ R X R XГ

ZН RН jX Н RН XН R X R XН

При расчете шлейфов по формулам (3.31) - (3.34) величины активных и реактивных сопротивлений (проводимостей) находят из формул (3.35) и (3.36).

Рис. 3.9. Двухшлейфовое согласование комплексных сопротивлений.

После определения входного и выходного сопротивления транзистора и расчета согласующих цепей схему широкополосного усилителя СВЧ (рис.3.3) можно считать рассчитанной. Необходимо переходить к расчету цепей питания транзистора по постоянному току.

3.4. Расчет цепей питания и смещения по постоянному току постоянному току для двух схем: без обратной связи (рис.3.10а) и с обратной связью по току (рис.3.10б) [11].

Рис. 3.10.Схема транзисторного усилителя: без обратной (а) и с обратной связью(б) по току.

На рис.3.10 обозначено: Eк – напряжение питания, U бэ – напряжение база-эмиттер, Rб1, 2 – сопротивление базового делителя, Ri – сопротивление источника, Rэ и Cэ – сопротивление и емкость в цепи эмиттера, U к – напряжение на коллекторе.

Напряжениями Eк, U бэ 0,2 0,8 В и током коллектора iк как правило задаются (паспортные данные на транзистор).

передачи по току в схеме с общим эмиттером.

Сопротивления базового делителя находят по формуле:

Внутреннее сопротивление источника определяют по формуле:

Сопротивление обратной связи рассчитывают по формуле:

разработке принципиальной электрической схемы усилителя.

На рис.3.11-3.12 приведены принципиальные электрические схемы широкополосного транзисторного усилителя СВЧ с цепями согласования на входе и на выходе и с цепями питания и смещения по постоянному току.

На рис.3.11 показана схема с одношлейфовым согласованием на входе и двухшлейфовым на выходе.

Рис.3.11. Принципиальная электрическая схема усилителя СВЧ с одношлейфовым На рис.3.12 приведена схема с двухшлейфовым согласованием на входе и выходе. Шлейф lш здесь выполняет функции согласующей цепи и в том числе дросселя одновременно.

Рис.3.12. Принципиальная электрическая схема усилителя СВЧ с двухшлейфовым Емкости конденсаторов Ci ( i 1 4 ) выбираются из условия, чтобы реактивное сопротивление конденсатора X c на высокой частоте было близко к нулю.

Построение узкополосных усилителей СВЧ с полосой пропускания в несколько процентов от центральной частоты и обеспечение устойчивости их работы требует решения ряда специфических задач.

Одно из возможных решений задачи заключается в формировании требуемых полос пропускания с помощью узкополосных фильтров сосредоточенной селекции СВЧ (ФСС), включаемых на входе или на выходе широкополосного усилителя. При этом целесообразно использовать транзисторный каскад с ОЭ в режиме двустороннего согласования, имеющий широкополосные характеристики. Если ФСС также согласован с линиями передач на входе и выходе, то характеристики транзистора и фильтра можно рассматривать раздельно. Это значительно упрощает методику расчета усилителя в целом.

Схема узкополосного транзисторного усилителя в этом случае показана на рис.3.13.

Рис. 3.13. Структурная схема узкополосного транзисторного усилителя.

Однако вне полосы пропускания фильтра указанное согласование отсутствует. Устранить возможность самовозбуждения в усилителях с ФСС можно, включая стабилизирующие цепи, не ухудшающие характеристик системы на рабочей частоте демпфирующие систему в потенциально изложена в [11, 12].

В УРЧ преселектора приемника функции ФСС1 (рис.3.13) выполняет фильтр входной цепи приемника. При этом избирательность входной цепи по побочным каналам приема может быть распределена между ФСС1 и ФСС2.

Структура фильтров в этом случае упрощается. Фильтр на входе усилителя улучшает помехоустойчивость приемника, предотвращая возникновение нелинейных искажений, обусловленных взаимодействием сигнала и помехи.

Однако фильтр на входе вносит потери и ухудшает коэффициент шума приемника в целом. Требования к ФСС на входе усилителя значительно более жестки, чем для ФСС, используемом на выходе усилителя. Очевидно, что для фильтров преселектора с высокими требованиями по подавлению побочных (зеркальных) каналов приема построение их по схеме (рис.3.13) является оптимальным.

одношлейфовым согласованием по входу и двухшлейфовым по выходу с гребенчатыми ФСС приведена на рис.3.14.

Рис. 3.14. Принципиальная электрическая схема узкополосного УРЧ СВЧ с гребенчатыми На рис.3.15 приведена принципиальная схема узкополосного УРЧ с одношлейфовым согласованием по входу и двухшлейфовым по выходу с резонаторах.

Рис.3.15. Принципиальная электрическая схема узкополосного УРЧ СВЧ с фильтрами на полуволновых разомкнутых параллельно связанных резонаторах.

3.5. Интегральные микросхемы широкополосных СВЧ усилителей, используемые в УРЧ радиоприемных устройств В Приложении 2 даны параметры некоторых интегральных микросхем СВЧ усилителей, применяемых в РПУ.

принципиальной электрической схемы приемника.

При выборе в качестве УРЧ интегральной микросхемы СВЧ усилителя исходят из следующих соображений:

Диапазон рабочих частот микросхемы должен быть не уже рабочего диапазона приемника;

Коэффициент усиления и коэффициент шума микросхемы функциональной схемы приемника;

избирательность;

Если преселектор выполняется в виде ГИС СВЧ, необходимо, чтобы выбранная микросхема допускала встраивание в СВЧ блоки, выполняемые по гибридно-интегральной технологии.

Если в справочных данных не указаны параметры входной и выходной линии передач микросхема должна быть согласована в тракте.

Пример 3.1. Требуется рассчитать УРЧ для ГИС СВЧ.

Исходные данные: средняя частота настройки приемника f 0 1,2 ГГц;

полоса пропускания приемника П=10МГц; коэффициент усиления усилителя K у 10 ; коэффициент шума Nш 5 дБ; избирательность преселектора по подводящих линий МПЛ на входе и выходе усилителя Z 0 50 Ом.

1. Выбираем для усилителя схему с общим эмиттером на биполярном Из таблицы П 1.2 находим S – параметры транзистора (на частоте Проверяем выполнение условий (3.2) и (3.3):

Так как k у 1, транзистор находится в области ОПУ.

Для перевода его в область ОБУ используем стабилизирующее сопротивление (рис.3.4а). Величину стабилизирующего сопротивления Пересчитаем S – параметры транзистора с учетом Rст по формулам (3.7)(3.9).

Предварительно находим:

Пересчитанные S – параметры транзистора равны:

Для расчета этих выражений использованы следующие формулы [20]:

х=х+j0=хеj0; -х=хеj; jy=еjy; Z=х+ jy=r(Cos+jSin)=rеj;

(х1+ jy1) + (х2+ jy2)= (х1+ х2) + j(y1+y2);

(х1+ jy1)(х2+ jy2)= (х1х2-y1y2)+ j(х1y2+ х2y1);

(х+jy)(х-jy)= х2+y2;

(х+ jy)+ (х- jy)= 2х;

(х1+ jy1)- (х2+ jy2)= (х1- х2)+ j(y1-y2);

(х1+ jy1)х2=х1х2+jх2y1.

Рассчитаем транзисторный усилитель в режиме экстремального усиления. Коэффициент усиления транзисторного усилителя по мощности находим по формуле (3.10):

Перед корнем взят знак “минус” поскольку транзистор находится в режиме ОБУ.

двухстороннем согласовании на входе и выходе транзистора.

2. Коэффициенты отражения на входе и выходе (3.14) и (3.15):

где B1, 2 и C1, 2 найдем из выражений (3.16)(3.20):

Находим входное и выходное сопротивления АЭ (3.12) и (3.13):

Выходное комплексное сопротивление транзистора носит индуктивный 3. Рассчитаем цепи согласования входного сопротивления транзистора с подводящей микрополосковой линией с волновым сопротивлением Рассмотрим два варианта.

Вариант А. Одношлейфовое согласование.

Используем формулы (3.23) и (3.24), где принимаем Находим волновое сопротивление шлейфа:

Длина шлейфа равна:

- эффективная диэлектрическая проницаемость находится из формул (2.9).

Из формулы (3.22) находим ширину полоски шлейфа согласование в данном случае невозможно из-за большого волнового сопротивления шлейфа. Изменим волновое сопротивление подводящей МПЛ. Используем на входе усилителя МПЛ с волновым сопротивлением Пересчитаем параметры шлейфа. Найдем его волновое сопротивление Длина шлейфа при этом равна Ширина полоски шлейфа 0.6 мм является трансформатором полных сопротивлений т.е. согласует волновое сопротивление подводящей линии с волновым сопротивлением 20 Ом со входным комплексным сопротивлением транзистора Z в хАЭ.

Вариант Б. Двухшлейфовое согласование.

Пересчитаем по формуле (3.35) входное сопротивлением транзистора во входную проводимость Активную составляющую входного сопротивления (проводимости) транзистора ReYв х согласуем с волновым сопротивлением подводящей (последовательного шлейфа) с параметрами:

волновое сопротивление (3.27):

Из формулы (3.22) находим ширину полоски Реактивную составляющую входного сопротивления (проводимости) короткозамкнутым шлейфом, входное сопротивление которого должно носить индуктивный характер (см. рис.3.7).

Длину шлейфа найдем по формуле (3.31):

Ширина полоски шлейфа равна Рассчитаем цепи согласования выходного сопротивления транзистора с микрополосковой линией с волновым сопротивлением Z 0 50 Ом на поликоре Рассмотрим двухшлейфовое согласование.

По формуле (3.36) пересчитаем выходное сопротивление транзистора в выходную проводимость Активную составляющую выходного сопротивления (проводимости) транзистора Re Yв ых согласуем с волновым сопротивлением МПЛ Z 0 50 Ом с помощью четвертьволнового трансформатора (последовательного шлейфа) с параметрами:

длина шлейфа волновое сопротивление (3.27):

ступени находим по формуле (3.28) Итак, параметры первой ступени трансформатора Параметры второй ступени трансформатора Реактивную составляющую выходного сопротивления транзистора, имеющую индуктивных характер, компенсируем с помощью параллельного шлейфа, в качестве которого используем четвертьволновый разомкнутый отрезок МПЛ входное сопротивление которого должно носить емкостной характер (см. рис.3.8).

Длину шлейфа находим по формуле (3.32):

Поскольку длина шлейфа получилась слишком мала, пересчитаем длину по формуле (3.34):

Ширина полоски шлейфа равна 4. Выбираем схему питания и смещения транзистора по постоянному току рис.3.10б. Считаем, что транзистор находится в типовом режиме работы по постоянному току (таблица П 1.1):

Задаемся током базового делителя Rб1 Rб Находим величины сопротивлений резисторов усилителя.

где ток базы iб находят по формуле Постоянные напряжения питания и смещения подаем на транзистор через высокочастотные дроссели в качестве которых используем четвертьволновые отрезки МПЛ lш и lш короткозамкнутые на конце по высокой частоте емкостями С2 и С4 (рис.3.11-3.12).

применением двух полосовых фильтров СВЧ на входе усилителя (входная цепь) и на его выходе с избирательностью по зеркальному каналу по 30дБ на каждый фильтр. Расчет фильтров приведен в примере 2.1 или 2.2.

6. Коэффициент шума усилителя в соответствии с таблицей П 1. берем равным:

7. Принципиальные электрические схемы узкополосного УРЧ с одношлейфовым согласованием по входу и двухшлейфовым по выходу с разными типами ФСС приведены на рис.3.14 и 3.15.

Преобразователь частоты супергетеродинного приемника состоит из:

1)смесителя, на который подается принимаемый сигнал с частотой f C ;

2)гетеродина – местного маломощного генератора, напряжение которого с частотой f Г изменяет один из параметров смесителя (чаще всего крутизну), в результате чего на выходе образуются комбинационные частоты f К ; 3) полосового фильтра, выделяющего, полученную в результате нелинейного преобразования в смесителе промежуточную частоту f П и используемую для дальнейшей обработки в усилителе промежуточной частоты (рис. 4.1.).

где k, n=0, 1, 2… - гармоники гетеродина и сигнала.

Рис.4.1. Структурная схема преобразователя частоты:

По схемному построению различают преобразователи частоты с внутренним и внешним гетеродином.

По типу используемого нелинейного элемента в смесителе различают:

1)транзисторные преобразователи; 2)диодные преобразователи.

По количеству используемых нелинейных элементов в смесителе различают: 1) простые (одноэлементные); 2) балансные (два элемента); 3) кольцевые (четыре элемента).

распространение получили на низких и умеренных частотах, а также в качестве второго преобразователя частоты в примниках СВЧ с двойным преобразованием.

преобразователи частоты с внешним гетеродином и диодным смесителем.

рассматривается в курсах радиопередающих устройств или, например, в [1].

Проектирование некоторых типов смесителей рассмотрено ниже.

В современных радиоприемных устройствах СВЧ в большинстве случаев применяют диодные балансные смесители (БС). Основным их достоинством является способность подавлять шумы гетеродина на входе УПЧ и мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну. Схема БС (рис.

4.2) включает два смесительных диода и СВЧ мост: квадратный или кольцевой К двум плечам моста подключают смесительные диоды Д1 и Д2, а к двум другим подводят соответственно мощности сигнала PC и гетеродина PГ.

Работа БС основана на равном распределении мощностей PC и PГ между двумя диодами с определнными фазовыми сдвигами, что обеспечивается с помощью СВЧ моста.

В схемах БС применяют подобранные пары разнополярных диодов с малым разбросом параметров в паре. Разнополярное включение диодов непосредственно на общем выводе диодов по промежуточной частоте. При этом можно использовать обычную схему входной цепи УПЧ, как и с небалансным смесителем.

В БС используют как квадратурные (квадратные) СВЧ мосты, так и синфазно-противофазные (кольцевые). Первые позволяют создавать более компактные топологические схемы и конструкции, однако вторые имеют лучшую развязку между плечами моста.

Основными параметрами БС являются: потери преобразования LБС ;

шумовое отношение n БС ; выходное сопротивление rБС ; подавление шума гетеродина S ШГ и коэффициент шума смесителя N БС.

смесительных диодов и параметры СВЧ моста.

В качестве параметров диодов для инженерных расчетов можно использовать их паспортные данные, указанные в справочниках и в таблице 4.1. Типы корпусов смесительных диодов показаны на рис. 4.3.

стеклянных(б), бескорпусных (в) смесительных диодов.

металлокерамических (а), стеклянных (б) и бескорпусных (в) диодов.

На рис. 4.4 приведены топологии двухшлейфного квадратного (а) и кольцевого (б, в) СВЧ мостов. Основное их достоинство – хорошая развязка плеч моста 1 и 3, служащих для ввода напряжений сигнала и гетеродина.

Проектирование квадратного и кольцевого СВЧ мостов сводится к для кольцевого моста.

При проектировании квадратного моста стороны квадрата берут равными l Л. Если задано волновое сопротивление подводящих МПЛ Z 0, то волновое сопротивление сторон моста берут равными:

Ширину МПЛ, составляющих квадрат вычисляют по формуле (3.22).

КСВ, развязку Lраз и потери LM моста вычисляют по формулам [1]:

где потери выражены в децибелах или неперах (1Нп=8.68дБ).

где Z и S – волновое сопротивление и ширина проводника МПЛ соответственно, RП – поверхностное сопротивление проводника вычисляется по формуле:

Потери проводимости МПЛ, длиной l, находится по формуле:

Погонные диэлектрические потери в подложке МПЛ рассчитываются по формуле:

где h и S - толщина подложки, и ширина проводника соответственно.

подложек приведены в таблице 2.3.

Диэлектрические потери МПЛ, длиной l, определяются по формуле:

Полные потери находят по формуле(4.6).

При проектировании кольцевого моста длину средней окружности берут равной:

сопротивление кольца должны находится в соотношении:

Ширину полоски кольца вычисляют по формуле (3.22). Параметры моста на средней частоте диапазона рассчитываются по формулам [1]:

соответственно, находятся по формулам (4.7) и (4.10).

При расчете параметров БС предполагают, что нагрузка его входных плеч (вход сигнала и гетеродина) согласованы, а входной импеданс УПЧ с выходной емкостью БС настроены в резонансе, т.е. нагрузка БС по промежуточной частоте чисто активна. Длина волны вычисляются на средней частоте рабочего диапазона волн.



Pages:   || 2 |
 
Похожие работы:

«Т. А. ПАРАФИЯНОВИЧ, О. Н. КУЛИК ФОРМИРОВАНИЕ ГРАЖДАНСТВЕННОСТИ И ПАТРИОТИЗМА У УЧАЩЕЙСЯ МОЛОДЕЖИ МЕТОДИЧЕСКИЕ РЕКОМЕНДАЦИИ МИНСК 2007 МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ МИНСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ВЫСШИЙ РАДИОТЕХНИЧЕСКИЙ КОЛЛЕДЖ Т. А. ПАРАФИЯНОВИЧ, О. Н. КУЛИК Ф ОРМИРОВАНИЕ ГРАЖДАНСТВЕННОСТИ И ПАТРИОТИЗМА У УЧАЩЕЙСЯ МОЛОДЕЖИ Методические рекомендации МИНСК УДК 371. ББК 74.200. П Рекомендовано к изданию отделом воспитательной работы и Научно-методическим советом...»

«Министерство образования и науки Украины Севастопольский национальный технический университет МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ по изучению дисциплины РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ СИСТЕМЫ ЗАЩИТЫ ОБЪЕКТОВ И ИНФОРМАЦИИ и выполнению контрольной работы для студентов заочной формы обучения специальности Радиотехника Севастополь 2012 УДК 004.056 Методические указания по изучению дисциплины Радиоэлектронные системы защиты объектов и информации и выполнению контрольной работы для студентов заочной формы обучения специальности...»

«Министерство образования и науки, молодежи и спорта Украины Севастопольский национальный технический университет ЗАДАНИЯ И МЕТОДИЧЕСКИЕ РЕКОМЕНДАЦИИ для выполнения курсовой работы по дисциплине Радиоэлектронные системы для студентов заочной формы обучения специальности Радиотехника Севастополь – 2011 2 УДК 621.369.9 Задания и методические рекомендации для выполнения курсовой работы по дисциплине Радиоэлектронные системы для студентов ЗФО / Разраб. А.Г. Лукьянчук.–– Севастополь: Изд-во СевНТУ,...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования НАЦИОНАЛЬНЫЙ МИНЕРАЛЬНО-СЫРЬЕВОЙ УНИВЕРСИТЕТ ГОРНЫЙ УТВЕРЖДАЮ Проректор по научной работе профессор В.Л. ТРУШКО ПРОГРАММА ВСТУПИТЕЛЬНОГО ИСПЫТАНИЯ ПО СПЕЦИАЛЬНОЙ ДИСЦИПЛИНЕ РАДИОТЕХНИКА, В ТОМ ЧИСЛЕ СИСТЕМЫ И УСТРОЙСТВА ТЕЛЕВИДЕНИЯ, соответствующей направленности (профилю) направления подготовки научно-педагогических кадров в аспирантуре...»

«ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ИНСТИТУТ РАДИОТЕХНИКИ, ЭЛЕКТРОНИКИ И АВТОМАТИКИ (ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ) ОПРЕДЕЛЕНИЕ ШИРИНЫ ЗАПРЕЩЕННОЙ ЗОНЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВ Методические указания по выполнению лабораторных работ Москва 2008 2 Составители: В.Ф. Мещеряков, И.В. Гладышев Редактор: А.И. Морозов Методические указания содержат описания и краткий теоретический материал к лабораторным...»

«Министерство образования и науки Украины Севастопольский национальный технический университет Расчетно-графическое задание по дисциплине РАДИОАВТОМАТИКА и методические рекомендации к его выполнению для студентов дневной формы обучения направления 6.050901 — Радиотехника Севастополь 2013 2 УДК 621.396 Методические указания для выполнения расчетно-графического задания по дисциплине Радиоавтоматика для студентов дневной формы обучения направления 6.050901 — Радиотехника / Сост. Э.Ф. Бабуров, И.В....»

«Министерство образования и науки Украины Севастопольский национальный технический университет МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ Лабораторный практикум по дисциплине Генерирование и формирование сигналов (часть 1) для студентов дневной и заочной форм обучения специальности 7.090701- радиотехника Севастополь 2005 г. Create PDF files without this message by purchasing novaPDF printer (http://www.novapdf.com) 2 УДК 621.396.6 Методические указания Лабораторный практикум по дисциплине Генерирование и...»

«Федеральное агентство по образованию Уральский государственный технический университет УПИ имени первого Президента России Б.Н. Ельцина С.М. Зраенко, Е.В. Вострецова ОСНОВЫ ТЕОРИИ ЦЕПЕЙ Учебное электронное текстовое издание Подготовлено кафедрой теоретических основ радиотехники Научный редактор: к.т.н. А.С. Лучинин Методические указания для студентов специальностей 210406 Сети связи и системы коммутаций, 210402 Средства связи с подвижными объектами, 090106 – Информационная безопасность...»

«Министерство образования и науки Украины Севастопольский национальный технический университет МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ ПО ВЫПОЛНЕНИЮ РАСЧЕТНО-ПРАКТИЧЕСКИХ ЗАДАНИЙ по дисциплине Наземные и космические системы связи для студентов дневной формы обучения специальности 7.090701 — Радиотехника Севастополь 2010 г УДК 621.396 Методические указания по выполнению расчетно-практических заданий по дисциплине Наземные и космические системы связи для студентов дневной формы обучения специальности 7.090701 —...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ РЕСПУБЛИКИ БЕЛАРУСЬ УЧРЕЖДЕНИЕ ОБРАЗОВАНИЯ МИНСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ВЫСШИЙ РАДИОТЕХНИЧЕСКИЙ КОЛЛЕДЖ ПОДЛЕЖИТ ВОЗВРАТУ УТВЕРЖДАЮ Проректор по учебной работе В. И. Федосенко 20 сентября 2007 г. ОРГАНИЗАЦИЯ И ФУНКЦИОНИРОВАНИЕ ЭВМ ОРГАНИЗАЦИЯ И ФУНКЦИОНИРОВАНИЕ ЭВМ УЧЕБНАЯ ПРОГРАММА, МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ И КОНТРОЛЬНЫЕ ЗАДАНИЯ Учебная программа, методические указания и контрольные задания для учащихся безотрывной формы обучения специальности 2-40 01 01 Программное...»

«Поволжский государственный университет телекоммуникаций и информатики Кафедра Теоретических основ радиотехники и связи Методические указания к контрольной работе № 1 по I части курса Основы теории цепей для студентов заочного отделения Составители: к.ф.-м.н., доц. Панин Д.Н. к.т.н., доц. Михайлов В.И. Самара 2009 г. Общие указания Основы теории цепей (ОТЦ) – первый специальный курс, являющийся основой важнейших научных дисциплин в ВУЗе связи и базой, на которой строится подготовка инженеров по...»

«САРАТОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ Кафедра электроники, колебаний и волн Высший Колледж Прикладных Наук CАРАТОВСКИЙ ФИЛИАЛ ИНСТИТУТА РАДИОТЕХНИКИ И ЭЛЕКТРОНИКИ РАН Учебно-научная лаборатория Нелинейная динамика (физический эксперимент) М.Ю. БУГАЕВСКИЙ, В.И. ПОНОМАРЕНКО ИССЛЕДОВАНИЕ ПОВЕДЕНИЯ ЦЕПИ ЧУА Учебно-методическое пособие Государственный учебно–научный центр Колледж Cаратов 1999 УДК 530.18 Б90 Бугаевский М.Ю., Пономаренко В.И. Б90 Исследование поведения цепи Чуа. Учебно-методическое...»

«Министерство образования и науки Украины Севастопольский национальный технический университет МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ для выполнения лабораторной работы Исследование цилиндрических спиральных антенн по дисциплине АНТЕННЫ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ И КОСМИЧЕСКИХ ЛИНИЙ СВЯЗИ для студентов дневной и заочной форм обучения направления 6.050901 — Радиотехника Севастополь 2009 2 УДК 621.396.67 Методические указания для выполнения лабораторной работы Исследование цилиндрических спиральных антенн по дисциплине Антенны...»

«Министерство образования и науки Российской федерации Государственная корпорация Российская корпорация нанотехнологий Московский государственный технический университет радиотехники, электроники и автоматики УЧЕБНО-МЕТОДИЧЕСКИЙ КОМПЛЕКС ДИСЦИПЛИНЫ Философия науки и техники (Код М.5.01) Направление 200400.68 Оптотехника подготовки ( Волоконные лазеры и волоконно-оптические Профиль системы подготовки Заказчик: Государственная корпорация Российская корпорация нанотехнологий (ГК Роснано) МОСКВА...»

«ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ ФГОУ СПО Уральский радиотехнический колледж им. А. С. Попова СЕМЕЙНОЕ ПРАВО УЧЕБНО-МЕТОДИЧЕСКИЙ КОМПЛЕКС Для специальности 030504 Право и организация социального обеспечения Екатеринбург 2009 Утверждаю Заместитель директора по учебной работе Д.В. Колесников Учебно-методический комплекс составлен в соответствии с требованиями Государственного образовательного стандарта по специальности 030504 Рассмотрено на заседании ЦМК Экономики, управления и права 26...»

«67я73 № 3868 М545 Министерство образования и науки Российской Федерации Федеральное агентство по образованию Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Таганрогский государственный радиотехнический университет Методические указания к выполнению лабораторных работ ИСПОЛЬЗОВАНИЕ СПРАВОЧНО-ПРАВОВОЙ СИСТЕМЫ КонсультантПлюс ДЛЯ РАБОТЫ С НОРМАТИВНО-ПРАВОВЫМИ АКТАМИ по курсу ПРАВОВАЯ ИНФОРМАТИКА Для студентов специальности 021100 (030501) Юриспруденция ФЭМП...»

«МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ИНСТИТУТ РАДИОТЕХНИКИ, ЭЛЕКТРОНИКИ И АВТОМАТИКИ (ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ) ИСТОРИКО-ФИЛОСОФСКОЕ ВВЕДЕНИЕ Часть 1 Учебное пособие Москва 2006 ББК 87 Ф 51 Рецензенты: докт.филос.наук Гаранина О.Д. докт.филос.наук Федотова В.Г. Баранников В.П., Матронина Л.Ф., Мещерякова И.Н., Ф 51 Никитина Е.А., Ручкина Г.Ф., Скородумова О.Б....»

«ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ ГОУ ВПО Иркутский государственный университет СТАТИСТИЧЕСКАЯ РАДИОФИЗИКА Методические указания 1 Печатается по решению учебно-методической комиссии физического факультета ИГУ Рецензент д-р физ.-мат. наук, проф. В. И. Сажин СТАТИСТИЧЕСКАЯ РАДИОФИЗИКА : метод. указ. / [сост. М. В. Тинин]. – Иркутск : Изд-во Иркут. гос. ун-та, 2008. – 16 с. Содержатся программа курса Статистическая радиофизика, список практических заданий и некоторые примеры их решения....»

«МЕТОДИЧЕСКИЕ РЕКОМЕНДАЦИИ для подготовки студентов специальности 210404.65 Многоканальные телекоммуникационные системы по дисциплине Приборы СВЧ и оптического диапазона Методические рекомендации для преподавателей I. Кафедра Радиоэлектронных и квантовых устройств (РЭКУ) Казанского государственного технического университета (КГТУ) им. А.Н.Туполева является выпускающей для студентов направления “Радиотехника”. Наряду с обучением в области традиционно радиотехнических дисциплин (усилительные...»

«Т.И. ЧЕРНЫШОВА, Н.Г. ЧЕРНЫШОВ ПРОЕКТИРОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ НА ПОВЕРХНОСТНОАКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ ИЗДАТЕЛЬСТВО ТГТУ Министерство образования и науки Российской Федерации ГОУ ВПО Тамбовский государственный технический университет Т.И. ЧЕРНЫШОВА, Н.Г. ЧЕРНЫШОВ ПРОЕКТИРОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ НА ПОВЕРХНОСТНОАКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ Издание второе, стереотипное Рекомендовано УМО по образованию в области радиотехники, электроники, биомедицинской техники и автоматизации в качестве учебно-методического пособия для...»






 
© 2013 www.diss.seluk.ru - «Бесплатная электронная библиотека - Авторефераты, Диссертации, Монографии, Методички, учебные программы»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.